电脑电源原理讲解 随着电子术的不断发展,高频非线性转换电源也是高速发展,一般电脑电源来讲,它所设计的方法还是依照以下几种型式:半桥式(half-bridge)、顺向式(forward)、返驰式(flyback).其中半桥式线路,它的成本算是最低的,下面我们就针对半桥式线路跟大家一起学习一下(个重要分设计要点). 半桥式转换器(推免式) 1.1使用半桥式电路有2个主要理由,第一点就是它能在输入交流电压110V/220Vac的工作情况下,不需使用到高压电晶体;第二点就是我们只需使用到最简单的方法就能来平衡每一转换电晶体的伏特—秒区间,而功率变压器不需有间隙且不需使用到价格高的对称修正电路,如图1-1所示基本的双输入电压半桥式转换器. 图1-1 在半桥式转换器结构中,功率主变压器有一端点连接到由串联电容器C5与C6所产生的浮点电压值端点,其浮点电压值为Vin/2,所以在标准的输入电压下,其值为160Vdc.变压器的另一端点经由串联电容器C9连接到Q1的e极与Q2的c极接头处,当Q1电晶体ON时,此处变压处端点会产生正的160V电压脉波,当Q1电晶体OFF,Q2电晶体ON时,变压器的初级圈会极性反转,因此,会产生负的160V 电压脉波,在这Q1与Q2电晶体ON-OFF动作中,其产生的峰对峰方波电压值为320V,经由变压器转换降低为次级电压,再经过整流,滤波而得到直流输出电压。 由上面半桥式转换器原里得知,此转换器已达到第一个目标了,也就是转换电晶体所承受的电压值,不需再大于Vin以上,因此我们就可以选择使用耐压额定值较低的开关电晶体,一般选择400V耐压的电晶体即可。 不过当使用半桥式电路时,有个小小的缺失,这是因为变压器初级电压被减少到Vin/2,因此电晶体的工作电流会加倍。 第二个目标就是要达到自动平衡每一转换电晶体的伏特---秒积分,在图1-1中,我们可看到在变压器初级圈串联了一个电容器的作用了。假设在图1-1中二个开关管,其转换特性没有相互匹配的话,就如当电晶体Q2能快速OFF时,而电晶体Q1却是缓慢地达到OFF状态,就会造成主功率转换变压器铁芯饱和与电晶体C极电流波尖的产生,因此会降低整个转换器的效率,还会造成开关管热跑脱而破坏了电晶体。 所以我们在此串联加入耦合电容器,经由此电容器,直流偏压会成比例的将伏特---秒积分不平衡的部分予以去掉。C=1/4 1.2 转换二极体(The Commutating Diodes) 在图3-2中所示的基本半桥式转换器里,二极体D1与D2与电晶体Q1与Q2的C极,E极并联使用,此种二极管我们称之为转换二极体(Commutating Diodes),具有以下二点功能. max.book118.com 当电晶体变为OFF时,转换二极体将会使得变压器漏电感值的能量折回至主要的直流匯流排上.如此高能量漏电感的脉动波尖,就不会形成推免电路出现在Vce的波形上. max.book118.com 在没有负载的突然情况下,由于变压器的磁通量会增加,此时转换二极体可以防止在ON时电晶体的集极至射极间电压摇摆至负电位,也就是说转换二极体可以将电晶体予以傍路,直到集极再度达到正电位,如此可避免电晶体元件的逆向导通与其可能的破坏. 转换二极体必须是调整回复类型(fast-recovery types)的二极体,同时要具有阻隔电压能力,其值至少二倍的电晶体OFF时,集极至射极电压。在实际应用电路中,我们大都选用具有450V逆向阻隔电压的二极体。 2.1 TL494 PWM控制电路 TL494为固定频率的PWM控制电路,它结合了全部方块圆所需之功能,在转换式电源供给器里可做单端式或双波道式的输出控制。图7-4所示为TL494控制器的内部结构与方块图,其内部的线性锯齿波振荡器乃为频率可规划式(frequency-programmable),在脚5与脚6连接两个外部元件RT与CT,即可获得所需之频率,其频率可由下式计算得知 ?osc=1.1/RTCT (7-1) 输出脉波宽度调变之达成可借着在电容器CT端的正锯齿波形与两个控制信号中的任一个做比较而得之。电路中的NOR闸可用来驱动输出电晶体Q1与Q2,而且仅当正反器的时钟输入信号是在低准位时,此闸才会在有效状态,此种情况的发生也是仅当锯齿波电压大于其控制信号电压的期间里。因此,当控制信号的振幅增加时,此时也会一致引起输出脉波宽度的线性减少。 图2-1 TL494 PWM控制器的内部方块图 外部输入端的控制信号可输入至脚4的截止时间控制端,与脚1,2,15,16误差放大器的输入端,其输入端点的补充电压为120mV,其可限制输出截止时间至最小值,大约为最初锯齿波周期时间的4%。因此,当13脚的输出模控制端接地时,可获得96%最大工作周期,而当13脚接至参考电压时,可获得48%最大工作周期。如果我们在第4脚截止时间控制输入端设定一个固定电压,其范围由0V至3.3V之间,则附加的截止时间一定出现于输出上。 PWM比较器提供一个方法给误差放大器,乃由最大百分比的导通时间来做输出脉波宽度的调整,此乃借着设定截止时间控制输入端降至零电位,而此时在回授输入脚的电压变max.book118.com,此二个误差放大器有共模态(common-mode)输入范围由-0.3V至(VCC-2)V,而且可用来检知电源供给器的输出电压与电流. 误差放大器的输出会处于高主动状态,而且在PWM比较器的非反相输入端与其误差放大器输出乃为或(OR)运算结合。依此电路结构,放大器需要最小输出导通时间,此乃抑制了回路的控制,通常第一个误差放大器都使用参考电压和稳压输出的电压做比较,其环路增益可依靠回授来控制。而第3脚通常用做频率的补偿,它主要的目的是为了整个环路的稳定度,有一点要特别注意的是,运用回授时必须避免第3脚汲入过载电流大于600μA,否则最大脉波宽度将会被不正常的限制,此两种误差放大器都可利用,不管是正向或反向放大都可用来稳压。 第二个误差放大器可用来做过电流检知回路,可使用检知电阻来与参考电压源做比较,这回路的工作电压接近地端,而此误差放大器的转换速率(slew rate)在7V VCC时为2V/μS。但无论如何在高频运用中,由于脉波宽度比较器和控制逻辑的传播延迟使得它不能用为动态电流限制器。它可运用于恒流限制电路或者外加元件做成电流回叠(current foldback)的限流装置,而动态电流限制最好能使用截止时间控制输入端的第4脚. 当电容器CT放电时,在截止时间比较器的输出端会有正脉波信号输出,此时钟脉波可控制操纵正反器,且会抵制输出电晶体Q1与Q2。若将输出模控制的第13脚连接至参考电压准位线,此时在推挽式操作下,则两个输出电晶体在脉波信号调变下会交替地导通,这时每一个输出的转换频率是振荡器频率的一半。 当以单端方式(single-ended)操作时,最大工作周期需少于50%,此时输出驱动可由电晶体Q1或Q2取得,若在单端方式操作下需要较高的输出电流时,可以将Q1与Q2电晶体以并联方式连接,而且输出模控制的第13脚必须接地,则使得正反器在失效(disable)状态
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